3．3 基本电压偏置结构
基本电压偏置仅由单支路构成，支路中VCC～GND为低阻通路，其最显著的特点表现为结构简单并无需启动。虽然偏置性能不高，但采用局部负反馈可适当改善电路性能，并用于高性能偏置电路的设计。
3．3．1 电源电压阻抗分压偏置
基本偏置电路仅由单一支路通常是电阻支路或等效电阻支路构成，即电源到地之间表现为低阻通道。电阻偏置组成结构简单，但偏置的稳定性能较差。已有的几种简单偏置结构如图3－3所示，讨论这些基本电路的目的，在于引出重点讨论的自偏置及互偏置电路。
图3－3 简单偏置结构
1）简单电阻分压偏置
单支路均为低阻串联通路，结构简单，但没有电流恒定性，相对GND的电压和支路电流均随电源电压而变化，即
以上结果表明，对于线性电阻，由于R1、R2均为固定电阻，且交流阻抗与直流阻抗的阻值相同，因此，当电源直流扫描或电源上叠加小信号高频噪声时，输出电压和支路电流均产生相应的变化，变化的系数由式（3－6）中的电阻比决定。当与电源相连的R1电阻为低阻时，电源变化或电源噪声的传递系数增大，输出跟随电源而改变。因此，增加R1且减小R2阻抗，可在一定范围内缓解输出电压跟随电源电压的响应程度。
电阻偏置还存在另一个问题，由于电阻与MOS为不同类型的元件，当电压Vb提供MOS管的栅压偏置时，两者之间的匹配存在问题。当Vb控制不当或存在误差时，所偏置MOS管的静态电流将有很大的变化。理想的偏置应是同类型器件之间的自适应偏置，即MOS管提供给同类型MOS管的偏置。为此，得到如下MOS二极管的偏置结构。
2）R＋MOS二极管偏置
单支路同样为低阻串联通路，结构简单，电流恒定性同样较差，并且没有解决静态电流的电源无关特性。由图3－3（b）结构，并根据电路静态电流连续性条件，列出方程为
解得
显然，由于MOS二极管的应用，带来了明显的非线性，即过驱动电压Δ中包含了电源电压VCC的作用。只有当过驱动电压Δ《VTH，即在低电流偏置下，偏置电压才近似由VTH决定，非线性关系减弱或消失。由于MOS管I－V特性的平方率关系，即使Δ的变化很小，引起的电流变化也很大。
3）两异性MOS二极管串联分压偏置
如图3－3（c），对于PMOS和NMOS二极管，由其饱和电流Idsn＝Idsp的条件，得
以上关系与CMOS倒相器的临界转折电平是一致的。串联的NMOS或PMOS管的个数是可以任意改变的，都可等效为两异性MOS管的串联，并由VCC和开启电压得到Vb，根据同类MOS管的W/L关系及VCC、Vb的大小，再计算内部具体的分压值。考虑衬偏效应将使Vb的计算更为复杂，因此在一般的解析计算中，均忽略衬偏影响以简化分析。
MOS二极管与线性电阻分压电路是一种典型的非线性电路结构，即使是在忽略MOS管衬底偏置效应的条件下也是如此。在大信号下，MOS二极管应取直流电阻，该直流电阻为
可见MOS二极管的直流导通电阻远大于对应的交流电阻1/gm。当采用恒流源代替电阻R时，静态大信号下的直流偏置电压由MOS恒流源的直流电阻与MOS二极管的直流电阻分压决定。恒流源的直流电阻随VDS的增加而近似线性增加，并比相同IDS电流条件下的MOS二极管直流电阻更大。在恒流源与MOS二极管的偏置电流中，只要VCC－VGS》VGS，直流电源电压则主要降落在相对高阻的恒流源上，从而确定MOS二极管合适的静态工作点。
当电源存在扰动的交流小信号变化时，该结构的电阻分压应采用交流小信号电阻模型，MOS二极管的交流电阻明显减小，且恒流源的交流大电阻急剧增加，确保了偏置电路具有很高的PSRR性能。因此，在考虑动态稳定性时，通常采用交流电阻的小信号等效模型。
4）MOS二极管分裂的偏置
将前一种结构中的某一MOS二极管管分裂成两管串联。已经证明，在电流导通的条件下，串联在上的MOS管连接成二极管结构，始终处于饱和工作区；而串联在下的MOS管无论其W/L如何，总是处于线性区。图3－4（b）中，利用分裂MOS管在线性电阻区对两MOS二极管偏置的反馈控制作用，有效提高了此类电压偏置的稳定性。
利用MOS管分裂结构，还可得到提供Cascode MOS管偏置的设计限制条件。图3－4（a）从基本的线性电流镜出发，图3－4（b）将目标管M2等效分裂为两个串联的MOS管。若将两个MOS管独立看待，因栅压相同则M3一定处于线性电阻区，无法提供Cascode偏置。对原MOS裂变串联结构的M3采用自偏置后，构成图3－4（c）所示的Cascode偏置结构。理论上看，即使M2仍有可能进入线性电阻区，但同样存在进入并保留在饱和工作区的可能，其代价是M3也有可能进入线性工作区。
图3－4 固定偏置的MOS管分裂结构分析
假设M2管设置在饱和区，则在固定电流的驱动下其栅压VGS2也被恒定，此时若VGS3被M1管偏置到合适的范围，使M3饱和且Vy电位跟随VGS3变化，只要Vy不是太低，则M2一定工作于饱和区；另一方面，Vy也不能过高，使VDS3降低而导致M3进入线性电阻区域。因此，根据M2和M3两管的W/L而设置合适的VGS3偏置，则可确保M2和M3都进入饱和恒流区，形成Cascode偏置。
图3－4（c）实际上就是一种宽动态范围的Cascode偏置结构，只有M1管的过驱动电压至少为M2、M3两管过驱动电压之和时，两管才有可能均进入饱和工作区。在通常的设计条件下，M2和M3的W/L相同，忽略衬底偏置作用后两管的过驱动电压近似相同，总和为2Δ。对于流过相同电流的M1和M2饱和管，若取4（W/L）1＝（W/L）2＝（W/L）3，因M2的W/L是M1的4倍，则M1的过驱动电压为M2的2倍，确保饱和恒流的Cascode工作区状态。当M2或M3管其中之一进入线性电阻区后，输出阻抗显著降低，Cascode偏置的高输出阻抗特性明显退化。
5）VGS倍增偏置
对于图3－3（d）结构，由于R1电阻的偏压作用，M1始终位于饱和恒流区，同时串联电阻上的电流连续，则有
利用VGS的钳位作用，并采用电阻串联的倍增效应，提供与VGS成比例关系的偏置电压。提高R1和R2电阻，一方面是低功耗的要求，另一方面可减小电阻分流的影响，确保MOS管流过相对恒定的电流，使输出偏置的参考源VGS自身保持应有的稳定特性。
6）耗尽管（Depletion）偏置
耗尽MOS管的重要特点在于当VGS＝0时，导电沟道已经存在并参与导电，因此只要VDS≠0就有导通电流。在偏置电路中，直接将耗尽管的GS端短路连接，并与若干增强型MOS二极管及电阻相串联，即可形成VCC－GND的电流通道。考虑到当耗尽管λ值减小后，恒流特性提高，因此耗尽管两端电压VDS值的不同，并不会对偏置电流的改变产生很大的影响。
基于耗尽恒流管的偏置电路结构简单，其栅电位VG取自源极电位，VGS＝0，成为自偏置结构中的一个特例。由于耗尽管工艺通常为非典型工艺，工艺成本大。因此，基于耗尽管的自偏置结构，其实质是以工艺的复杂性为代价来换取偏置电路设计难度大幅度的降低和简化。基于耗尽管结构的偏置电路，可以提供近似稳定的输出电流，通过适当的电流镜转换后，可驱动相应MOS管的栅压，形成电流偏置。
3．3．2 VTH偏置
除基于耗尽管的偏置结构外，以上各类单支路基本偏置电路都无法解决静态电流与VCC近似线性正比的关系。而基于阈值电压的偏置结构，电路的静态电流仅由VGS或VTH定义，其目的就在于减小偏压与电源电压的依存关系，初步解决输出电流对电源电压敏感的问题。该类型电路如图3－5所示，通过细致分析，可以引出更高性能自偏值电路设计的核心思路。
图3－5 VBE/VTH偏置电路结构
首先，利用两个VBE或VGS串联电压钳位作用，由R1定义输入电流Iin，即
其次，利用VBE或VGS的电压串联钳位作用，由R2定义输出电流，有
在以上NMOS的VTH偏置结构中，只有在电路限定Io＝Iin或线性相关的条件下，才能由上式解出输入或输出电流的大小，即
在VGS偏置电路中，若各MOS管的过驱动电压很小，则近似为VTH偏置。若近似认为各MOS管的过驱动Δ均相等，可利用Iin－Io的线性关系求出Δ，并近似有
根据VCC及VTH的关系，通过合理设置电阻R1和R2的比值，使得Δ→0的低电压低功耗条件成立，并由此实现VTH偏置状态，并在很大程度上缓解对VCC的相关性，最终有
输出电流Io＝VTH/R2在不考虑电阻R2变化的前提限制条件下获得稳定且与VCC无关的偏置输出，因此，输出电流的工艺相关性体现在电阻R的变化上。另一方面，为了获得以上VTH偏置结果，必须实现使以上结果成立的前提条件，由此得到VTH偏置结构的进一步演变过程。
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