电流镜互偏结构

3．4　电流镜互偏结构

3．4．1　互偏置原理

图3－5给出的基本V_TH偏置电路无法完全解决支路电流随电源电压变化的问题，其根源在于输入支路串联分压电阻R感应电源V_CC的变化，使电阻上的电流随之改变，并引起输出电流的非线性变化，最终导致I_in＝I_o的条件无法在很宽的电源电压变化范围内维持，难以获得与V_CC无关的恒流特性。为了彻底解决电流的电源电压相关性，有必要提高R₁交直流阻抗。

采用恒流源代替R₁是一种必然的选择。从静态特性看，当恒流源两端的输出电压V_DS变化时，输出电流I_DS保持不变，等效于输出直流阻抗变化。恒流源直流阻抗的变化，使得当直流电源电压改变时，通过恒流源直流电阻相应的变化调节直流电阻的分压比，保持输出电压恒定。另一方面，根据恒流源的恒流特性，只要保持饱和恒流区的性质，支路电流必然保持恒定，与电源电压近似无关，而恒定的电流在MOS二极管低阻上必然形成稳定的直流偏压输出。

从交流小信号的动态特性看，偏置电路的恒流原理可类比于MOS管饱和恒流控制的物理机制。在饱和单管恒流源中，随着其漏电位的不断增加，V_DS中超出夹断电压的过量部分全部降落在耗尽区的高阻层上，沟道电阻两端的电压基本不随V_DS变化，保持V_GS－V_TH恒定。由于沟道电阻上的压降不变，沟道电阻不变，通过高阻耗尽区的载流子收集，便可保持沟道电流的恒定不变。实际上，由于沟道有效长度受到V_DS电流的调制，V_DS增加使耗尽区展宽，沟道长度减小，沟道饱和略有增加，表现出有限的输出饱和阻抗。与此相对应，为提高偏置电路的PSRR，偏置支路应采用交流高阻与交流低阻相互配合的控制结构。在此条件下，电源电压的变化量几乎全部降落在高阻上，而低阻上的压降基本保持不变，从而确保支路电流的恒定。

以上分析结果表明，无论从静态交流还是动态交流特性两方面考察，与电源电压V_CC无关偏置的实现，其核心在于引入恒流源。偏置电路正是用来产生与V_CC无关的电流偏置，而在偏置电路稳定之前，无法由外界提供独立的恒流源。最终，从逻辑关系上看，将电阻R₁用恒流电流源代替，必然引出基于电流镜相互偏置的电路结构。从水平方向划分，电路由上下两个线性与非线性电流镜的互锁或互偏构成；纵向方面，电路可划分左右两个高低阻相互配合的支路，低阻结构通常采用栅的漏电位自偏结构。通常，与V_CC无关的基本偏置更关心其动态小信号的电源抑制比。

图3－6　采用互偏置的V_TH偏置电路

基于与MOS管恒流控制机制的类比，得到图3－6所示的两电流镜相互作用的偏置结构。在两条支路中，任何一条支路中都存在一个由恒流源构成的高阻与一个MOS二极管低阻的串联匹配结构，电源电压中超出夹断电压的分量或电源噪声主要降落在恒流MOS管的V_DS上。只要饱和区内V_DS的变化引起的电流变化很小，即可实现提高偏置电路PSRR性能的目标。

V_TH偏置电压及电流稳定性的改善可采用如图3－6（b）所示的电流镜互偏结构。注意PMOS电流镜的接法，其中M1的输出阻抗代替原来的电阻R1，因此M1必须是输出高阻，这样只能M₂管接成MOS二极管的形式。如果电流镜接成图3－6（a）的形式，则左边支路都为低阻的串联，V_CC电压变化将导致输入支路电流的很大变化，只有图3－6（b）所示的连接方法，可以满足互偏置结构每条支路的阻抗匹配要求，此时（3－16）和（3－17）两式成立，通过合适的电阻R和W/L设计，最终获得所需的稳定电流输出。

很明显，VTH偏置电路是由PMOS与NMOS上下两个电流镜相互耦合而构成，为了获得非零电流的静态工作点，其中一个为线性电流源，与之对应的另一个则必然为非线性电流源。因此，支路电流为零的静态点也是偏置电路一个可能状态。一个静态偏置电路的设计需要考虑动态过程，包括上电启动过程的正反馈控制以及平衡点扰动下的负反馈稳定。图3－7给出了一种包含启动电路的VTH互偏置电路。正是由于非线性结构的引入，才导致了不同范围和条件下系统不同的反馈控制机制。初始为正反馈，平衡点下为负反馈，最后达到并稳定在具有额定电流和电压输出的唯一静态工作点。

图3－7　含启动电路的V_TH互偏置电路应用

3．4．2　输出阻抗倍增效应

V_TH偏置电路中的电阻R除了起支路电流定义的作用外，还通过CG MOS管的电压转换作用实现支路输出阻抗的倍增效应。电阻R的一端接地，另一端接CG NMOS管的源端，其电位为V_y，而对应的输出电压变化为V_x，近似分析表明，CG管V_y和V_x之间满足本征增益的关系，即V_x/V_y＝g_mr_o，则V_x点到地的输出阻抗近似为

式中输出阻抗R_o为电流定义电阻R的CG增益A_v＿CG倍。采用等效电路法求出的输出阻抗其精确值为R_o＝R＋r_o＋gmr_oR。显然，只有当R很小使g_mR《1时，输出阻抗才下降到最小的R_o＝r_o＋R，输出阻抗的倍增调制效应消失，两串联电阻的作用逐渐显现。

如果将电阻R用恒流MOS管代替，倍增效应更容易实现，即形成Cascode输出阻抗倍增效应，进一步采用如图3－8（a）所示的三级Cascode结构，输出阻抗则还将提高至少一个量级以上。但串联的MOS管越多，最低电源电压越高，动态范围越窄。

图3－8　输出阻抗倍增电流源

从多级Cascode的输出电阻受到启发，如图3－8（b）所示，若仍然采用基本的输出阻抗倍增结构，如采用辅助放大电路的反馈控制使M₂Cascode管的有效跨导g_m2增加A倍，仍能达到与多级Cascode相同的增益倍增效果。

辅助放大可采用普通的负反馈电压放大器或差分运放电路。当采用差分运放时，同相端接参考信号，反向端接电阻反馈信号以确保M₂源栅之间为负反馈。在输入相同V_i条件下V_GS增加到原来的1＋A倍，等效于g_m增加到原来的1＋A倍，即G_m＝（A＋1）g_m2，输出阻抗近似为

r_o＝r_ds1＋r_ds2＋（1＋A）g_mr_ds2r_ds1≈（1＋A）g_mr_ds1r_ds2（3－20）

有效跨导增加，等效于输入电阻减小，r_in≈1/G_m，输入更有利于驱动电流信号。由于运放A与M₂为并联而非串联关系，则输出摆幅性能得到基本保证。

输出阻抗的倍增使电流源的PSRR进一步提高，电流稳定性提高。在实际应用中，实现阻抗倍增的运放可简化为普通结构放大器，但需保持输入－输出之间的反相关系，可采用CS增益结构。实际上，在Wilson以及V_TH偏置的电流源中，非线性电流源左右两支路中，其动态控制的本质就是如图3－8所示的由增益控制的阻抗倍增关系。

3．4．3　V_TH互偏置电路改进

图3－9　基于VDS近似匹配的VTH偏置电路

基于恒流互偏置的V_TH电路基本解决了偏置支路电流与V_CC的稳定性问题，但并没有解决互偏置两支路间电流的匹配性要求。如图3－9（a）所示，两支路电流的失配主要是由线性电流镜两MOS管M₁和M₂的V_DS电压非严格匹配引起。解决的方法就是通过引入附加的M₅管，降低M₁管V_DS压降使之与M₂的V_DS近似相等，如图3－9（b）所示。该结构适合电源电压较高的偏置电路应用领域。

将右图电路中的电阻用1/gm的MOS二极管电阻代替，即可得到如图3－10所示的偏置结构。为了保持原有电路的非线性关系，需要在M3的源极或者在M₁的源端额外串联电阻R。电阻位置的设计一方面要满足非线性控制要求，另一方面也要满足实现动态控制的要求，即启动初始阶段为正反馈，以利于激励启动，稳定阶段为负反馈，以利于平衡点的稳定。因此，M₃＋R与M₄构成的非线性电流镜称为Wilson电流镜，或非线性微电流镜。

图3－10　Wilson电路及其改进的偏置电路

基本的Wilson电流镜解决了输出阻抗的问题，但同样没有解决输入—输出电流源严格匹配的问题。改进的Wilson电流源通过使工作点匹配，提高了电流源的匹配精度。图3－10中M₆管引入一移位电平，使M1和M2管的漏电位趋向一致，提高了两路支路电流的匹配精度，其动态的反馈控制过程与基本的Wilson电流镜完全相同。

电路中引入了负反馈（增益）控制以稳定输出工作点，极大地提高了输出阻抗。以下从两个方面分析电路输出阻抗，以深入理解电路的内在控制机制和电路特点。

首先，采用基于等效电路的输出阻抗计算方法，通过反馈控制过程的分析，以期获得精确的结果。根据基本电路结构，列出以下两个控制方程。M₄管输出阻抗近似为1/g_m4，则其流过的总电流形成的电压变化dV1为

假设支路电流定义电阻R位于M₃管的源端，则M₃管dV₂的电压变化由dV1的输入电压经M3管的CS放大后得到，即

dV₂＝－g_m3dV₁r_o3　　　　　　　（3－22）

将以上两式合并后得到

由此解得电流镜dV端到GND的单端输出阻抗为

在增益A_v3＝g_m3r_o3》1以及g_m4≈g_m5的条件下，输出阻抗近似为r_o≈A_v3r_o5。从基本的物理概念出发进行简化分析，可避免采用以上复杂等效电路的计算方法。设底部恒流源电阻为R＝1/g_m4，上端Cascode电流源阻抗为r_o5，当交流电压dV加在Cascode电流镜上时，在电阻R上的分压为dV1，Cascode管为恒压偏置，则输出阻抗近似有

因此，在Cascode结构中，当反馈限流电阻为恒流电阻R＝r_o时，得到与式（3－25）相同的输出阻抗结果。而在以上Wilson结构中，虽然反馈电阻为低阻R＝1/g_m而非高阻，仍然得到相同的输出结果，其根源在于dV/dV1的计算上。实际上，正是由于M₄的电流镜耦合作用，在M₅管CG输入信号控制方面存在两条信号传输通路。虽然Cascode中的底层电阻为1/g_m的低阻，但由于反馈控制的作用，输出阻抗等效于Cascode底层电阻为单管恒流高阻但无反馈控制的输出阻抗。

Wilson结构中，由于M₄为MOS二极管，除了一级CG增益外，还有一路CS＋CS的两级增益通路，使原来M₅管的CG总增益倍增为

A_CG5＝（－g_m3r_o3）（－g_m5r_o5）＝g_m3g_m5r_o3r_o5＝A_v3A_v5　　　　　　（3－26）

该增益比无反馈控制的情况增加了A_v5＝g_m5r_o5倍，正好弥补了反馈阻抗1/g_m4的不足，获得与恒流限制电阻r_o相同的结果，即输出阻抗的计算在不同的限流电阻下基本相同，即

以上基于反馈控制的电流源分析，将引出下文所讨论的基于Regulated调节的Cascode高输出阻抗电流源的控制结构。