电流模带隙电压基准

4．3　电流模带隙电压基准

对基本BGR改进的另一个方面体现在输出基准的电压数值上。根据对电压模式BGR的分析，如图4－8（a）所示的带隙基准电压在1．2V附近。显然，对于日益广泛的低压运用，需要提供低于1．2V的基准。采用电压缓冲跟随后的电阻分压，只是低压基准的一种实现方式。然而，当电源电压接近甚至低于1V时，基本的带隙电压产生电路将无法正常工作。因此，对于小于1V电源驱动的基准电路，需要采用完全不同于以上电压求和的电压基准生成方式，即电流求和模式。

电流求和模式中，由偏置电路生成的各类温度特性电流在同一输出电阻上线性叠加，产生基准输出，如图4－8（b）所示。实际上，求和电流也可从负载电阻的不同部位注入，相当于调节注入电流的相对比例系数构成如图4－8（c）所示的混合求和模式电路结构。采用电流注入求和比较容易完成非线性温度补偿。

图4－8　输出基准电压的形成方式

根据以上原理得到的基本电流模式基准电路结构（简单电流求和）如图4－9所示。采用两条独立的支路完成电流的线性叠加，虽直观但电路规模较大，需要两个运放，增加了电路的功耗和结构复杂度。一种改进的实现方式（合并式电流求和）如图4－10所示，运放强制V_a＝V_b，由于R₁＝R₂，则R1上的V_BE1/R₁负温度系数电流被无失真地传输到电阻R₂上。R₀上产生的是近似PTAT电流，两者叠加后在M2管上形成近似零温度系数电流。该电流经过M3电流镜的线性变换后，在R₃电阻上转换成零温度系数电压输出。

图4－9　简单电流求和

图4－10　合并式电流求和

通过调节输出支路电阻R3的大小，以及改变输出管电流镜W/L的比例关系，可在允许范围内任意改变输出基准电压的数值，从而获得小于1．2V的低压基准输出，即

式中括号内为典型的电压模带隙基准表达式，该基准再乘以一个线性比例系数，得到最后的基准输出。从理论上看，只要降低R3电阻，就可以获得任意低的基准电压。当基准输出足够低时，通常也希望电路的最低工作电压也能不断减小。

在以上电路中，由于VBE将运放输入共模信号钳位在0．7V附近，而NMOS的开启电压通常也在此范围内，因此运放的差分输入级应采用PMOS差分对。另一方面，电路工作电压V_CC的减小受到运放共模信号电平钳位的制约。图4－10中，对于采用PMOS差分对输入的运放电路，其最小工作电压随输入共模信号的增加而提高。图4－11给出了一种简单的改进方式，将R₁和R₂电阻分别裂变成对称的两个电阻的串联，以降低运放输入的共模信号电平，消除PN结导通电压的限制。这种调节方式可使电路的最低工作电压下降高达0．4V以上。

图4－11　低共模电压电流模带隙基准

图4－12　高阶补偿电流模带隙基准

电流求和模式带隙基准可以方便地完成二次曲率补偿。图4－12是图4－10的一种简单改进形式，增加了一个独立的Q₃偏置支路，用以产生非线性电流项。经过一阶线性补偿后，M₁和M₂管具有近似零温度系数的电流偏置特性，该电流传输到M₁₂支路中用以偏置Q₃管，Q₁和Q₂管则为PTAT电流。Q₁与Q₃、Q₂与Q₃形成的电压差ΔV_BE则用于产生非线性温度补偿项，实现高阶曲率补偿。根据式（4－28）给出的V_NL，以Q₁～Q₃的V_BE电压差为例，经电阻转换后得到的非线性补偿电流为

理想状态下Δα＝α_PTAT－α_TI＝1。然而由于电阻温度系数的影响，电路提供的PTAT和温度无关，I_TI电流与各自的理想状态均有一定偏离，即α系数受电阻温度系数的调制，使非理想状态下的Δα≈α_PTAT－α_TI≠1，并影响到高阶曲率温度补偿的精度。

补偿电流I_NL与原始的PTAT电流、V_BE负温度系数电流以特定的方式叠加一起，共同参与构成M₁和M₂管电流，并使该电流具有更接近零的温度系数，通过输出管电流的线性传递，最终在输出电阻R₅上形成所需的高阶补偿带隙基准电压，即

式中m为W/L和电阻比决定的比例系数，用以调节电流模输出基准电压的大小。

基准中的非线性可由V_NL或I_NL提供的同样大小但极性相反的非线性项抵消。因Δα＞0和γ－α＞0，调节R₁/R₄的比例关系可使二阶残余项中的V_Tln（T/T₀）非线性电压量得到完全补偿，即有

在此高阶补偿条件下，最终的电压基准输出为V_ref＝mV_g。由于电阻温度系数造成Δα的变化特性以及V_g（T）非线性负温度系数的影响，非线性并不能完全补偿，实际的补偿应与式（4－34）略有偏差。通常，二阶补偿电压量在mV量级，因此要求电路中运放及相关电流镜失配造成的总失调电压必须控制在mV量级以内，这就导致了复杂基准电路结构的高阶补偿控制难度大幅度提高。因此，各种不同形式的电压基准结构便成为重点关注的设计内容之一。