高增益差分输入级

6．2　高增益差分输入级

Cascode差分放大器的基本出发点在于进一步提高差分电压增益。Cascode结构带来的主要问题是需要高电源电压及输出动态范围减小。将套筒式Cascode结构中CS－CG相同类型的MOS管改变为折叠式Cascode中CS－CG不同类型的MOS管，一定程度上缓解了Cascode结构的不足。对于Cascode差分输入级，在低频交流小信号增益分析的基础上，尤其应关注输入输出动态范围的变化。

6．2．1　套筒式Cascode差分输入

图6－1所示的Cascode输入及恒流负载全差分结构，输出采用传统的单端或全差分结构。在图6－1（b）中的NMOS差分对，保留M₅/M₆的CG结构，输入级为CS－CG的Cascode放大。同时，仅在输出支路采用Cascode恒流负载，构成套筒式Cascode差分输入级，差分对增益显著提高。

图6－1　固定偏置的套筒式Cascode差分对

Cascode差分对不同于单级增益中的Cascode放大单元，由于单级结构中的输入共模信号范围很小，对偏置和输出动态范围的影响很小。而在差分Cascode增益结构中，由于输入信号的共模范围变化很大，必须考虑输入共模信号大范围变化对偏置和输出动态范围的影响。为保证M₁/M₂处于饱和工作区，输入共模信号范围为V_CM＜V_bn－Δ，因此为扩展输入共模范围，应增大V_bn偏置；另一方面，为确保M₅/M₆位于饱和工作区，最小输出信号V_o，min应满足V_o，min≥V_bn－V_TN的条件，从降低V_o，min扩大输出动态范围的要求出发，应降低V_bn值。显然，在以上套筒式差分Cascode结构中，固定的Cascode偏置V_bn无法兼顾输入共模变化范围与输出动态范围的相反要求，V_bn偏置被限制在Δ＋V_CM～V_o，min＋V_TN的范围内。因此，只有限定输入共模信号的范围，或者采用自适应即动态偏置才能解决此类问题。图6－2（a）中M_D管采用恒流I_bias偏置，则V_bn－V_S为固定常数。当V_CM增加使V_S电位上升时，V_bn同步增加，解决了扩展共模输入范围的问题，但并没有解决高共模输入下的输出动态范围过窄的问题。当套筒式Cascode差分对组成两级以上的增益结构时，后级驱动结构的放大管应注意工作点选取合适的位置，可以通过源跟随器对直流电平完成适当的移位。图6－2（b）中，M₁₁/M₁₂组成PMOS源跟随器，差分输出级的共模电平钳位在两个V_GS电压范围附近，一方面可使Cascode负载更容易工作在饱和区，另一方面可抑制差分输出级失调。

图6－2　自适应动态偏置套筒式Cascode差分结构

如差分对采用MOS二极管的对称电流镜传输，则构成如图6－3所示的对称型差分结构。输出负载电容C_L在高频下的低容抗使负载驱动电流增加，表现为跨导放大特性。图6－3中的跨导运算放大器OTA电路，将差分对中的套筒式Cascode转移到输出级，即保留了Cascode的高增益性能，同时也缓解了对输出电压摆幅度的限制。在OTA Cascode结构中，输出摆幅范围仅比普通CS输出级多损失了两个过驱动电压，并且消除了套筒式Cascode差分输入级对输入共模范围上限的限制。图中，M₁₂管起漏电位隔离作用，以提高M₆/M₉两管饱和电流的匹配程度，降低系统失调。

图6－3　跨导运算放大器Cascode差分结构

图6－4给出了Cascode OTA的另一种改进形式，即采用动态尾电流的差分感应控制，增加电路的负载驱动能力和带宽。图中，M₉/M₁₀电流镜提供静态条件下基本的尾电流。M₁₉输出（I₁－I₂）的比例电流，同样M₁₈输出反相关系的（I₂－I₁）比例电流。这两种感应电流全部叠加到尾电流源中。由于在静态下I₁＝I₂，则叠加的两部分动态电流均为零，系统保持了静态低功耗的特性。而在动态条件下，无论V_id＞0使I₁＞I₂，还是V_id＜0使I₂＞I₁，两类动态电流镜总有一组截止，而另一组导通，注入并叠加到尾电流中，显著地改善了电路负载驱动的高速特性。

图6－4　动态尾电流调制的OTA差分输入级

图6－5所示的OTA差分输入级对差分对的负载进行了改进，在原有的M₃/M₄MOS二极管负载基础上，增加了M₅/M₆两个交叉耦合的正反馈负载。很明显，M₃/M₅、M₄/M₆分别组成一对电流镜负载，因此M₃与M₅的电流极性相同，同样M₄与M₆的电流极性也相同。在静态条件下，由于M₅/M₆正反馈负载的分流作用，M₃/M₄MOS二极管中的静态电流下降，增益相应提高。

图6－5　带正反馈的负载控制的跨导运算放大器差分输入级

在差分输入驱动下，M₃/M₄MOS二极管的电流极性相反，导致M₆与M₃及M₁的电流极性相反，同时M₅与M₄及M₂的电流极性反相。根据电路结构，M₃管电流为M₁差分输入管电流减去反馈M₆管中的电流，由于M₁与M₆电流反相，导致其差值即M₃管电流变化幅度增加，输出电压幅度提高，对于M₄也有同样的结论，最终导致电压增益的提高。同样，通过电压反馈的分析，也能获得与采用电流模分析相同的结论。

采用对称平衡的差分对输入中，M₃/M₄管W/L相同，同样M₅/M₆管的W/L也相同。设输入差分跨导为g_m，M₃/M₄MOS二极管负载为1/g_mD，M₅/M₆正反馈管跨导为g_mf。在输出级跨导g_mo＝g_mD、Cascode输出阻抗R_o条件下，得到电路的单级增益为

以上正反馈控制下的增益关系通常只在（W/L）₅＜（W/L）₃弱正反馈状态下成立，此时M₃/M₄二极管在V_id的动态范围内均有电流，正反馈一直起到控制作用。因此，对于正反馈高速放大电路，通常设计在弱正反馈的环路控制状态下。

相反，在（W/L）₅＞（W/L）₃的强正反馈控制下，正反馈控制使V_id动态范围大幅度减小。超出V_id范围后，M₄/M₃两个MOS二极管中一个导通、一个截止，正反馈控制消失，但电路已进入深度饱和电阻区。在线性过渡区，差分对的电增益随V_id而变，并在g_mD＝g_mf的条件下达到最大。在非线性饱和状态下，M₅/M₃、M₆/M₄为差分输入管两个并联的电流镜。为进入线性放大区，应使M₃或M₄退出饱和截止状态，以使MOS二极管管均饱和导通。

很明显，当差分输入的一端固定，另一端输入从低到高或从高到低扫描时，分别对应M₃或M₄管从截止状态退出、而对应的MOS二极管管进入截止状态。因此，对于（W/L）₅＞（W/L）₃的强正反馈结构，输出状态翻转形成明显的迟滞特性，可用于迟滞比较器的构造。

6．2．2　折叠式Cascode差分输入

对套筒式Cascode差分输入级的改进并不能彻底解决此类电路面临的所有问题。而折叠式Cascode差分放大电路中，如图6－6（a）所示通过增加一路偏置，即以增加电路功耗为代价，构成的折叠式Cascode差分对则有效解决了套筒式Cascode差分对中输入和输出动态范围无法兼顾的矛盾，大大扩展了电路应用的范围。

图6－6（b）所示的Folded Cascode电路中，差分输入共模信号上限为V_CM≤V_CC＋V_TN－Δ_p，下限为V_CM≥V_TN＋2Δ_n。由于V_BP1最高可偏置在V_BP1＝V_CC－2Δ_p－V_TP，则差分输出的最小值为2Δ_n，最大值为V_BP1＋V_TP＝V_CC－2Δ_p。在折叠式Cascode差分对的输出级中，共模范围很宽，仅损失2（Δ_n＋Δ_p），无需电平移位，可直接驱动下级增益，构成两级以上放大。

图6－6　折叠式Cascode差分放大器