差分输入级

6．3　Class AB差分输入级

互补推挽放大不但可用于输出级以提高负载驱动能力，同样也可用于输入级以提高小信号增益，降低非线性失真。因此，互补推挽差分电路在合理的静态工作点下，可构成高线性电路，如Class A，高效率电路如Class B，效率与线性兼顾的电路如Class AB等多种模式的差分输入增益电路。

构造两个类型互补的CS放大器，其中NMOS CS电路输入接V_i^＋/V_i^－信号，输出驱动PMOS负载，而PMOS CS的输入接V_i^－/V_i^＋信号，输出驱动NMOS负载，构成如图6－7所示的对称电路结构。在单一的CS电路中，由于仅传输变化电流到输出级的一个放大器，而负载为恒定偏置，则可构成常规的Class A电压放大级。两路互补CS即可构成Class A的差分输入级互补驱动，要求电流镜传输同极性电压信号驱动N/P输出MOS管。显然，单一的CS结构无法满足这些要求。

以上两模块的输出电流镜相互交叉耦合驱动输出恒流管，则构成全差分Class A放大结构；互补CS电路也可相互提供对方同型负载驱动电压，即将图6－7中V_bn改为M₁₀栅压驱动，V_bp改为M₁₁栅压驱动，即可构成全差分互补推挽Class A输入级电路。

图6－7　全差分Class A输入级

以上推挽差分放大器仅考虑了交流信号的相互关系和作用，而没有考虑直流静态点的关系。M₁和M₃的静态偏置点不同，若Δ_n＝Δ_p＝Δ，M₁的栅压相对地至少为V_GN＞2V_TN＋3Δ，而M₃相对于V_CC的偏置至少为V_GP＞2V_TP＋3Δ。通常情况下，V_GN≠V_GP，且由于M₃管的V_ds上承受了较大的电压变化范围，一般有V_GN》V_GP。对于M₂和M₄管的栅压偏置也存在相同的问题。因此，如将图6－7中M₁/M₃的V_i＋直接相连，M₂/M₄的V_i－直接相连，根据电路的结构对称性以及饱和工作点的限制要求，在低电源电压条件下，即V_CC略大于V_TN＋V_TP的范围内，无论V_i信号共模静态点的高低，两条互补驱动支路中总有一个支路电流截止，另一个支路导通。即使输入共模信号位于中间电平附近也是如此，电路只能处于Class B的工作模式。只有在很高的电源电压驱动下，且输入共模信号V_ic位于V_CC/2附近时，才有可能进入Class AB甚至Class A的工作模式。为了在任何电源电压下都能有效地构造Class A或Class AB的差分输入电路，必须采用直流电平移位电路，以此保证M₁/M₃以及M₂/M₄对管的交流输入信号相同性质，同时配置合适且分离的直流电平工作点。

采用源跟随的直流电平移位，使V_GN比V_GP近似高出V_LS＝V_TN＋V_TP＋2Δ的直流电平，并通过调节V_LS电平即过驱动电压的大小，控制静态电流的具体数值。通常，静态电流控制在较低的水平，构成Class AB驱动模式。由于互补驱动，在任何一个变化方向上，输出电流的变化幅度可远远超出静态偏置电流，负载驱动能力显著提高。该结构的另外一个重要特点是可构成对称的全差分结构，因此可以利用结构上的对称性消除非线性失真，大幅度提高差分对的线性输入范围。基于CS源极耦合的Class AB差分对，除了具有互补推挽放大结构所固有的高增益、高压摆率（SR）、宽的动态范围、大的负载电流驱动能力和大信号瞬态响应速度等优势外，由于其结构上的完全对称性，还具有抑制电路非线性、扩展线性范围等特点。以下将从电流模式及电压模式两个视角，具体分析电路的性能。

图6－8中，I_SS恒流源将提供交叉互补（N和P）差分对管的V_GS电压和固定偏置。当V_i1增加、V_i2减小时，V_i1下对应的MOS二极管电位抬升，而V_i2下对应的MOS二极管电位下降，造成I_D1支路中两个互补MOS管V_GS电压和增加，I_D1上升，同时I_D2支路中两个互补MOS管V_GS电压和减小，因此I_D2可减小到0。I_D1由于随V_i1－V_i2的增加而平方增加，没有上限，适合大信号对压摆率的要求。同样，当差分信号变化相反时，I_D1减小、I_D2增加。业已证明，I_D1和I_D2与差分输入电压分别都具有较强的非线性，但电流的差分输出则与差模电压具有良好的线性关系。

图6－8　源极耦合对差分放大结构

设所有MOS管均工作于强反型饱和区，且同类型MOS管的W/L相同，则固定偏置为

设I_D1支路中N/P两管共源端电位为V_x，则两管中相同的饱和电流可表示为

由此解得V_x应满足的约束条件为

由上式V_x关系得到

代入V_bias的偏置条件后，得

整理后得到的支路电流为

根据电路的对称性结构，同理可得I_D2的支路电流为

显然，当V_id＝V_i1－V_i2＝0时，差分电流ΔI_D＝0。当V_id＝V_i1－V_i2》0时，I_D1＞0且无上限，但I_D2有下限，其最小值显然为0，此时对应的差分输入电压为

当V_id＝V_i1－V_i2《0时，结论相反，I_D2＞0且无上限，I_D1有下限，其最小值为零，此时对应的差分输入电压为

显然，I_D1和I_D2电流均不为零的最大差分输入电压即由上式｜V_id，max｜给出，此特性即表现为Class AB的输出特性。输出电流本身虽然仍具有强烈的非线性，但在结构完全匹配的条件下，由于非线性因子的完全抵消，则差分输出电流ΔI_DS＝I_D1－I_D2为理想的线性增益关系，即

因此，该差分对的线性工作范围就是电路的最大工作范围，而动态范围可以通过Class AB静态工作点电流提高而适当增加。在此动态范围内，I_D1与I_D2经过线性电流镜传递到输出，其差值电流在输出负载上形成电压，以图6－9为例，得到的单端电压增益为

从电压模的观点进行分析，对V_i1和V_i2作用采用叠加原理，V_i1输入而V_i2＝0，或V_i2输入而V_i1＝0，对两者叠加，则为V_i1和V_i2都起作用时的增益。由于V_i1与V_i2为差分信号，因此差分增益是单一输入下的两倍。

以V_i1输入V_i2＝0为例子，输入V_i1首先由M₁源跟随，再经M₃管的CG放大，最后再经过M₉CS放大，得到输出V_o，则增益的绝对值近似为

V_i1＝V_i2＝0的静态下I_D＝I_SS，则g_m1

图6－9　推挽驱动输入差分对单端输出

将以上两式合并后，得到与式（6－11）相同的增益表达式，殊途同归。图6－9和图6－10分别给出了一种单端输出与全差分Cascode输出的Class AB单级推挽放大电路。全差分结构中需要附加的共模反馈CMFB电路，CMFB电路结构设计将在全差分运放中详细讨论。

图6－10　一种全差分Cascode Class AB单级放大器