轨至轨输入级

12．3　轨至轨输入级

轨至轨运放是一种依靠电路结构设计实现宽摆幅动态范围的技术，同时适应低压工作的需要。轨至轨运放不但实现输出信号的全摆幅范围，更关键的还要实现输入信号的全电压摆幅特性。相对于MOS管漏端输出信号的全电源摆幅，位于栅端信号输入的全电源摆幅由于MOS管开启电压的影响，实现的难度更大。因此，通常将轨至轨运放的设计分解为输入级轨至轨与输出级轨至轨相互关联的两个部分。

12．3．1　输入级共模范围

在低电源电压下，为了得到全摆幅的共模输入范围，有几种可能的方法：第1种方法是采用一个N型差分对和一个P型差分对并联结构。第2种方法是通过内置升压电路提供输入级不同于内部的高压驱动；第3种是采用特殊MOS器件构成的差分对，如信号衬底注入的差分对以及使用耗尽型晶体管的差分对等。

基于互补差分输入的轨至轨全摆幅差分运放由于无需特殊工艺支持而获得广泛的应用。图12－6给出了两种类型差分输入电平的共模变化范围。PMOS差分对在高共模输入信号下无法正常工作，而NMOS差分对则在低共模电平下无法正常工作。P型差分对的共模输入信号范围为

V_SS≤V_CM＜V_CC－V_DSp，sat－V_GSP　　　　　　（12－5）

图12－6　N、P差分对输入信号的共模范围

而N型差分对的共模输入信号范围为

V_SS＋V_DSn，sat＋V_GSN＜V_CM≤V_CC　　　　　　（12－6）

因此，只有N/P型差分对的并联结构，才能保证共模信号在电源幅度轨到轨的变化范围内运放电路的正常工作。设电路中各饱和MOS管的过驱动电压Δ均相等，则保证该并联结构能够正常工作所需的最小电源电压为

V_CC，min＝V_GSN＋V_GSP＋V_DSn，sat＋V_DSp，sat≈V_TN＋V_TP＋4Δ　　　　　　　　（12－7）

虽然轨至轨型差分输入级解决了输入共模电平的扩展问题，但却带来系统稳定方面的新问题。轨至轨输入级为确保中间电平共模信号能够正常工作，要求NMOS和PMOS差分对的共模范围有一定的交叠，并且交叠的区域通常为N/P MOS都能独立工作的中间电平区域，如图12－6（b）所示。显然，该区域下的差分跨导，与输入共模电平很小或很大条件下仅有一种差分对正常工作时所具有的电路跨导g_m明显不同。

开环运放的增益带宽积是一个非常重要的参数，它与非主极点的位置关系决定了运放系统的稳定性。在运放非主极点固定的情况下，期望获得稳定的增益带宽积，以得到良好的系统稳定性。通常情况下，增益带宽积正比于输入级的跨导。因此，轨至轨差分输入对等效输入跨导随输入信号的共模电平大小和范围而变化，最大变化达到2倍，导致运放系统的GBW等频率参数也随输入信号而变化并带来相位裕度的变化，甚至系统稳定性质的改变。此外，跨导的变化还会影响运放总谐波失调（THD）等特性。轨至轨差分输入级实用的关键在于恒定输入跨导，这也是此类差分放大电路设计的重点和难点所在。

图12－7给出了一种轨至轨输入的折叠式Cascode差分输入结构，N、P型MOS差分对管尾电流由外部独立偏置提供，且差分对尾电流随输入信号共模范围的变化而变化。饱和MOS轨至轨输入差分对在各工作区域下输入跨导的一般表达式为

此式中，当只有NMOS差分对有效时，则第一项起作用；当只有PMOS差分对有效时，则第二项起作用；而当两差分对均有效时，则两项均起作用。问题的关键在于，无论两个差分对的有效状态如何，均能保证g_mT为常数，即在差分对增益因子k_n＝k_p保持平衡的条件下，应能实现（I_n）^1/2＋（I_p）^1/2为常数的控制目标。

图12－7　一种轨至轨折叠型Cascode差分输入结构

对于BJT差分对，或工作在弱反型区下的饱和MOS差分对，I－V特性满足指数关系，实现差分对跨导g_m与电流呈线性变化关系，而强反型MOS差分对跨导g_m与电流则呈现明显的非线性关系，即有BJT的g_mT为（I_n＋I_p）/V_T，亚阈区的g_mT为（I_n＋I_p）/（nV_T），其中热电压V_T＝kT/q为常数，n为MOS管的亚阈值因子。因此保持BJT或亚阈MOS型轨至轨差分对跨导g_mT恒定所需满足的条件改变为I_n＋I_p为常数。

12．3．2　反馈型恒定跨导控制机制

为了实现恒定跨导g_m的控制，需要在N、P差分对中引入反馈控制环路。反馈环路的作用是根据输入共模信号的范围自动调节两个差分对的尾电流，通过对电流的控制达到恒定跨导的要求。对于饱和状态的MOS差分对，由于跨导和漏电流的平方根成正比，所以直接控制两个差分对电流的平方根之和恒定比较困难。实际上，由于跨导与MOS晶体管的过驱动电压成正比，即g_m＝k（V_GS－V_TH），所以在k_n＝k_p的匹配条件下，只要使两个差分对的栅源电压之和固定，就可以使输入级跨导恒定。我们只要将一个恒定电压源连接在P型差分对与N型差分对的源极之间，或者间接地使差分对两个源极之间的电压保持固定，就可以达到输入级恒定跨导的目的。

反馈型恒定跨导输入级结构，是利用一个反馈环路使P型差分对与N型差分对的源端电压之差保持为恒定值。反馈环路的作用，就是根据一个差分对中电流的变化，自动调节另一个差分对中偏置电流的大小。假设P型差分对中的电流随着共模输入电压的增大而减小时，反馈环路会自动增加N型差分对中的偏置电流，使总跨导恒定。由于P型差分对中流过的电流开始减小时，反馈环路内的控制信号才开始变化。因此只有当反馈环路中的控制信号完全稳定时，P型与N型差分对跨导之和才能恒定。从控制时序上看，只有当反馈环路构成的闭环系统稳定后，闭环g_m稳定控制的作用才能有效，这就要求g_m闭环控制环节的响应速度至少应不低于差分输入级的响应速度。

由于N、P差分对的静态偏置电流由反馈控制环路决定，导致复杂的反馈控制环路与输入差分对结构密切相关。根据差分对类型或工作状态的差异，可分以下两种情况讨论恒定g_mT的反馈控制机制。

1）匹配型饱和状态MOS差分对的恒定g_mT反馈控制

对于饱和机制下的MOS差分对，I－V特性满足平方律关系。在此条件下，如果N、P差分对管的k_n＝k_p，实现g_mT固定常数的要求等效为（I_n）^1/2＋（I_p）^1/2的常数控制。图12－8给出了一种匹配型恒定跨导的饱和MOS差分对输入结构，图中左半部分为附加的恒定g_mT反馈控制电路。反馈控制的出发点和基本目标，是通过对PMOS差分对尾电流I_p的偏置并检测其状态变化，自动调节NMOS差分对中的尾电流，实现最终的控制要求。同理，可检测I_n，自动调节PMOS差分对中的尾电流。

图12－8　匹配型恒跨导MOS轨至轨折叠型Cascode差分对

反馈环路的核心单元是M₁₇－M₂₀4个NMOS晶体管构成的TL环路，M₁₈和M₂₀同相、而M₁₇和M₁₉同相。根据TL环路控制原理，可得V_GS18＋V_GS20＝V_GS17＋V_GS19。以上4个NMOS晶体管的W/L相同。M₁₈和M₂₀通过的电流均为I_ref/4，M₁₉通过的电流是P型差分对的电流I_p，M₁₇的电流则是N型差分对电流I_n。在忽略衬底偏置效应的条件下，以上关系可以化简为

以上控制结果可实现对匹配型轨至轨输入级的恒定跨导控制。显然，I_n与I_p的最大值I_{n max}和I_{p max}均为固定的电流偏置I_ref。为使差分对的偏置电流能够跟随输入共模电压的变化，同时限定I_n与I_p的上限范围，必须加入一个由M₂₃－M₂₆组成的共模感应电路，而且该电路还作为跨导环路（TL）的负载以保持TL中各MOS管饱和状态的稳定工作点。基准电压V_b1为误差放大器的一个输入信号，另一个输入信号由轨至轨中NMOS差分对的漏电压反馈得到。在线性放大区，由于I₂₆＝I₂₄＋I₂₀＋I₁₇、I₂₅＝I₂₃＋I₁₈＋I₁₉，并且M₂₅和M₂₆构成1∶1的线性电流镜，则I₂₅＝I₂₆，同时I₂₀＝I₁₈、I₁₉＝I_p、I₁₇＝I_n，由此可得

I_n＋I₂₄＝I_p＋I₂₃　　　　　　　　（12－10）

随着N型差分对共源端电压降低，电流I₂₄增大，电流I₂₃减小，则以上控制致使I_n减小，I_p增大；同理，当N型差分对共源端电压升高时，电流I₂₄减小，电流I₂₃增大，致使I_n增大，I_p减小，从而使尾电流能跟随输入共模信号的变化而相应改变。

当N型差分对共源端电压比V_b1低的差值大于误差放大器的动态范围（I_ref/k_p）^1/2时，M₂₃完全截止，此时I₂₃＝0、I₂₄＝I_ref，则I_n＝0、I_p＝I_ref；同理，当N型差分对共源端电压比V_b1高的差值大于误差放大器的动态范围时，有I_p＝0、_n＝I_ref。当设置合适的V_B1值，恒定跨导控制电路使N型或P型差分对在截止之前，将其偏置电流逐渐减小直到完全关断，可以避免差分对输入共模信号电平在靠近电源和地时因强制退出饱和而进入截止从而导致跨导的剧烈变化。

此类型g_mT恒定控制电路存在以下几个方面的缺陷。首先，反馈环路结构复杂，在系统反馈环路内还存在一个内部的负反馈g_m控制环路，加上晶体管的二级效应，造成过渡区内恒定跨导特性的偏离，过渡区为共模信号的中间电平区，其总跨导值比共模信号两端时的跨导值略低。其次，由于输出级仍然采用变化的偏置电流，造成电路的增益也不恒定，同样对系统稳定性带来影响。增加负载M₁₃/M₁₄中的偏置电流可减小输出级中其余各Cascode管电流变化的相对比例，减小负载和增益的变化范围，但过大的电路功耗和增益的降低则带来新的问题。最后，如何保持k_n＝k_p的前提条件，是一件困难的事，与电路的实现工艺相关，导致MOS管W/L的设计缺乏健壮性，当工艺或环境参数发生变化时，g_mT的恒定控制失效。因此采用这种增益因子的匹配设计方法受到实际条件的限制，需要寻求适合IP设计的新的控制方式。

2）非匹配型饱和状态MOS差分对恒定g_mT反馈控制

如果N、P差分对管的k_n≠k_p，实现g_mT固定常数的要求等效为（k_nI_n）^1/2＋（k_pI_p）^1/2是固定值。此时，由于无需保持k因子的匹配，则MOS管W/L的设计是健壮的，也就是说当工艺发生漂移而导致k因子失配时，电路对恒定g_mT控制的性质保持不变。因此，k因子的非匹配性设计成为g_mT恒定控制反馈环路设计中采用的主要方法，适应模拟IP设计的基本要求。

图12－9　控制g_mT恒定边界条件的电路结构

在k因子非匹配状态下，当输入共模信号偏向V_CC一端时，PMOS差分对截止，即I_p＝0、I_n＝I_{n max}，k_nI_{n max}为常数；而当共模信号偏向GND的另一端时，NMOS差分对截止，即I_n＝0、I_p＝I_{p max}，k_pI_{p max}为常数。为实现g_mT恒定，电流控制环路应首先保证在以上极限条件下的两常数相同，即k_nI_{n max}＝k_pI_{p max}；其次，在给定电流变化范围内实现保持（k_nI_n）_1/2＋（k_pI_p）_1/2为常数的控制条件。为此，根据TL原理而设计的边界条件控制电路如图12－9所示。

图中，饱和MOS管M₁～M₄组成一个TL环，其中M₂、M₃方向一致，而M₄、M₁方向一致，则根据此TL环路列方程为V_SGP，3＋V_GSN，2＝V_SGP，4＋V_GSN，1。

将V_GS表示为V_TH＋Δ的形式，同时忽略衬底偏置效应对V_TH的调制作用，则有

设计中取M₆与M₅的W/L之比为4∶1。同时，M₈与M₇的W/L之比也为4∶1。其中M₂中的电流为I_{p max}，M₃与M₄中的总电流为1．25I_{n max}。由以上W/L的比例关系，得

图12－10　控制g_mT恒定的控制电路结构

将以上关系代入式（12－11），即可得到与式（12－8）相同的g_mT恒定控制所需满足的临界条件。在中间共模范围区域，互补差分对尾电流分别为I_n、I_p。当I_n在0～I_{n max}、以及I_p在I_{p max}～0之间变化时，还需要实现在此范围以内控制g_mT恒定的反馈环路，该电路如图12－10所示。电路中以I_p为参照首先提供PMOS差分对尾电流，当I_{p max}因进入线性区而下降为I_p后，通过图12－10电路形成I_n电流满足g_mT恒定的控制要求。

图12－10中M₉与M₁₀组成线性电流镜，控制M₇和M₈电流相同，同时由于M₇与M₈的W/L相同，则其源电位直流电平相同。如此，M₁、M₁₁、M₄和M₃4个饱和MOS管组成一个TL环路。在以上TL环路中，M₁、M₁₁方向相同，而M₄与M₃的方向相同，则根据TL原理，得到的环路方程为V_GSP，11＋V_GSN，1＝V_GSP，4＋V_GSN，3。电路设计中以上四管应避免衬底偏置的影响，则消除等式两边的V_TN＋V_TP后，得

设M_A3中电流为I_p，M_A5/M_A4/M_A6中电流为I_n，则根据电流传输关系，有

1．25I_{n max}＝I_d＋I_n＋I_MA7＝I_d＋I_n＋（I_{n max}－I_n）＝I_d＋I_{n max}　　　　　　（12－14）

由此得到I₁₁＝I_d＝I_{n max}/4，同时对M₁管提供I_c＝I_{p max}/4的电流，将以上电流条件代入式（12－13）后，有

经整理并利用已有边界条件后可得

上式成立的条件为I_n≤I_{n max}，I_p≤I_{p max}。图12－11中M₉、M₁₀构成与PMOS差分对相似

的连接方式，进行精确的I_p电流复制，并传递到TL环路中。在以上两个TL环路作用下，可以达到g_mT的恒定控制。与k因子平衡限制的g_mT控制结构相比，由于采用的基本控制策略相近，提供Cascode负载的偏置电流均随共模信号而变化，故导致非平衡控制g_mT差分结构的增益仍然随共模信号而变化。图12－11给出了非匹配状态下恒定g_mT的轨至轨总体电路结构。M₉/M₁₀感应I_p电流的条件为｜V_TP｜＞V_TN，在低共模信号下可确保M₇二极管导通，而当V_TN＞｜V_TP｜时，则应采用I_n电流感应技术。当I_p＝I_{p max}时，强制I_n＝0；在高共模信号下，当I_p＝0时，强制I_n＝I_{n max}。

图12－11　非匹配恒跨导轨至轨MOS折叠型Cascode结构

图12－12给出了一种采用三倍尾电流控制实现跨导和增益恒定的匹配型轨至轨CMOS Cascode差分电路。该电路改变了原有自适应独立调节尾电流的控制思路，一方面采用恒定电流源固定偏置尾电流管和负载管，同时采用两个比例为3∶1的电流镜和固定偏置相并联的控制方法调节实际的尾电流。由于尾电流两支路中的一路电流采用固定的恒流源偏置，而另一路根据共模范围采用三倍电流的切换控制，使运放的有源负载同样采用固定电流偏置I_b1、I_b2，以适应增益恒定的控制要求。

图12－12　g_mT和A_v0恒定的轨至轨MOS Cascode差分结构

三倍尾电流控制电路由M₁₁～M₁₆等六个MOS管构成，其中M₁₂～M₁₄共三个NMOS管控制N差对的动态尾电流，而M₁₁、M₁₅、M₁₆三个PMOS管控制P型差分对的动态尾电流，其中V_b3和V_b4的偏置电压设计尤其关键。当CMOS差分对输入信号的共模电平在电源摆幅的中间范围时，则尾电流源端电位分别远离地和V_CC，使M₁₁和M₁₄两管均为截止，导致尾电流中的动态部分均为零，两差分对尾电流均由独立偏置提供并保持恒定，即I_n＝I_p＝I_ref。在两差分对尾电流均为I_ref的条件下，总跨导为

在差分对增益因子的匹配设计条件下，应有

当输入信号的共模电平降低时，PMOS差分对尾电流保持恒流偏置状态不变。而随着NMOS差分对共源点电位随输入共模电平的下降而降低时，M₁₄逐渐导通。M₁₄导通后同时使PMOS M₁₅/M₁₆线性电流源开始导通工作，与此同时N差分对尾电流管进入线性区。此时，随着NMOS差分对尾电流的逐步减小，NMOS差分对跨导g_mn逐渐降低，而由于M₁₆管的导通，导致PMOS差分对尾电流相应提高，即g_mp提高。当NMOS差分对尾电流降低到零时，M₁₄电流增加到最大的I_ref，此时g_mT全部由g_mp提供。根据式（12－18），M₁₆应为M₁₅电流的2₂－1＝3倍，即

显然，当共模信号最小并使NMOS差分对截止时，轨至轨总的差分对跨导保持不变。同样，对于共模信号最大使PMOS差分对截止时，采用相同的控制，总的g_mT仍然保持恒定不变。

以上恒定跨导和增益的控制技术同样可扩展到差分对非平衡增益因子的控制电路中，并且当M₁₅和M₁₂的最大电流为I_ref时，那么M₁₆/M₁₅及M₁₃/M₁₂电流源的线性比例因子M_p和M_n可分别设定为

12．3．3　前馈型恒定跨导控制机制

反馈型输入差分对控制结构复杂、速度慢、频率特性难以精确控制，而前馈型恒跨导输入差分对不但结构简单，而且能够有效克服反馈结构中存在的各种问题，不但能得到恒定跨导的控制要求，而且还可以通过电流补偿得到近似恒定增益的控制目标。与自适应反馈型差分输入级不同，前馈型输入级的N、P型差分对尾电流的偏置电压不变，但实际通过差分对管的尾电流却受前馈网络控制而改变。

如图12－13所示，前馈型恒跨导恒增益输入电路中的N型与P型差分对分别存在一个放电通路，该放电支路与差分对并联，对固定的尾电流根据共模电平的具体变化范围进行分流。其中，PMOS尾电流串联一个到GND的PMOS分流管M₇，对P型差分电流进行动态调控；同样，NMOS尾电流串联一个到V_CC的NMOS分流管M₈，对N型差分对中电流进行动态调控。两分流管接相同的偏置电位V_b4。当输入共模信号改变时，差分对尾电流源电位相应改变，使分流管V_GS导通电压变化引起分流电流的改变，从而动态调节差分对管中的静态电流，达到g_m恒定控制的目的。

图12－13　前馈控制电路

当共模电压增加时，NMOS分流管电流减小，导致N型差分对管电流增加，而PMOS分流管电流增加，导致P型差分对管电流减小。当共模信号减小时，NMOS差分对电流减小而PMOS差分对电流增加。这样就可以自动调节N型和P型差分对中电流的分布，当g_mn减小时g_mp增大，反之亦然。差分对跨导和负载电流的变化，导致增益不再是常数。由于共模信号直接控制前馈输入级放电通路中的电流，所以其恒跨导特性没有反馈型的控制精度高，然而在共模电平范围的过渡区，前馈控制电路的频率特性要远优于反馈型结构。

为提高跨导和增益的控制精度，实际前馈控制电路的改进，是将两分流支路合并成一条分流支路，如图12－14所示。图中两个晶体管M₂₅、M₂₆连接成两个串联MOS二极管的前馈型恒跨导控制结构，I_n、I_p分别为N型和P型差分对管实际流过的电流，I_ref为N、P两差分对尾电流中的参考电流。在共模信号高低两个极端条件下，前馈控制电路截止，I_n＝0、I_p＝I_ref或I_p＝0、I_n＝I_ref。而在中间共模范围内，前馈控制电路导通，原来的两个最大差分电流均因前馈分流而逐渐减小，实现了恒定跨导控制。其次，对电流求和网络中差模电流进行补偿，进一步实现了恒定增益控制。

图12－14　前馈型输入级结构

对两个差分对的四个晶体管采用平衡对称设计，其跨导增益因子均为k，而跨导控制电路中M₂₅、M₂₆两管的跨导增益因子为6k。当共模信号改变时，从输入级参考电流中由M₂₅、M₂₆通道分流的电流因其工作状态的改变而发生相应的改变，但在前馈管饱和导通条件下，其分流大小恒定。与N/P差分对输入信号相同的两放大管与串联的两MOS二极管构成TL环路，如M₂₁、M₂₃、M₂₆、M₂₅组成的TL控制环路，由于V_GS26＋V_GS25＝V_GS21＋V_GS23，M₂₁中电流为I_p/2、M₂₃中电流为I_n/2，M₂₆中电流为I_ref－I_p，M₂₅中电流为I_ref－I_n，则有

化简后得

由于M₂₆/M₂₅管分流电流相同，并且k因子相同，即其过驱动电压Δ相同，则有I_ref－I_n＝I_ref－I_p，由此得到I_n＝I_p，代入上式后，有I_p＝_n＝I_ref/4，即在中间共模范围内两差分对电流近似相同，但在前馈电路的弱反型区由于I－V平方率关系不再成立而导致较大的误差。在前馈电路强反型的近似条件下有

显然，以上关系满足匹配型差分对恒定跨导的控制要求，而且前馈型输入级的跨导控制电路相比反馈型控制电路更为简单。当N型差分对和P型差分对同时处于饱和区工作时，两差分对的电流固定且均为I_ref/4，并导致两差分对偏置电流的平方根之和固定，即M₂₅和M₂₆晶体管强制将N型差分对源端与P型差分对源端之间的电压降固定。当输入高共模电压时，P型差分对截止使I_p＝0，由于N型差分对的共源端电压很高，无法使两个串联的MOS二极管导通，所以M₂₅和M₂₆的分流为零，N型差分对的偏置电流为I_ref，此时式（12－23）仍然成立。同样，当输入低共模电压时，I_n＝0、I_p＝I_ref，式（12－23）仍然成立。这样在输入共模电压的任何范围内，都可以保证输入级跨导的恒定。

在整个共模范围内，总跨导特性明显分为3个区间，最低共模电压范围是P型差分对工作区，最高共模电压范围是N型差分对工作区，在两者之间是N型、P型差分对共同工作区，而3个工作区域形成两个交界过渡区，在过渡区域附近跨导存在轻微的波动。当电源电压下降后，中间共模范围的共同工作区域范围逐渐减小。当电源电压继续降低时，中间工作区域可完全消失，在中间电压处出现一个波谷区。由于M₂₅、M₂₆晶体管总无法导通，跨导控制电路不起作用，导致跨导波动增大。然而，当电源电压很低时，由于P型差分对和N型差分对不会同时工作，还是能表现出一定的跨导稳定特性。如果电源电压继续降低，中间区域的波谷会加深，这是因为在共模输入电压为中间电压时，P型和N型差分对都近于截止，跨导值都很小。这表明即使采用轨至轨输入结构，同样存在最小工作电压的限制。

前馈型控制电路中M₁－M₁₂的作用是实现对增益的稳定控制。输入级的增益与输入级电流收集电路的输出电阻直接有关。当输入高共模电压时，N型差分对的偏置电流是I_ref，而P型差分对的两个晶体管截止。当输入低共模电压时，P型差分对的偏置电流是I_ref，N型差分对的两个晶体管截止。当输入共模电压为中间电压时，P型和N型差分对的偏置电流都是I_ref/4。

M₁、M₂、M₅构成了一个和P型差分对完全一样的差分结构，该电路可跟踪P型差分对偏置电流的变化情况，M₈、M₉、M₁₀构成电流镜。利用这六个晶体管，可以在P型差分对的偏置电流为零和I_ref/4时，从N型主差分对接入电流收集电路的两个端口下拉I_ref/2电流，这样电流镜就和N型差分对一起从这两个端口下拉（I_ref/2＋0）和（I_ref/2＋I_ref/4）的电流。通过这种补偿，这两个端口的下拉电流保持在I_ref/2和3I_ref/4之间。

由于结构上的对称，M₆、M₁₁、M₁₂电流镜与PMOS主差分对的负载灌入电流保持在I_ref/2和3I_ref/4之间。对比前馈与反馈，在反馈型结构中差分对的最大电流是I_ref，而前馈型结构中差分对的最大电流同样也是I_ref。反馈型送入电流收集电路的电流变化为I_ref，而前馈型送入电流收集电路的电流变化为（3I_ref/4－I_ref/2）＝I_ref/4。计算电流变化占差分对最大电流的百分比，反馈型为100%，而前馈型为25%。前馈型输入级送入电流收集电路的电流的相对变化率大为减小，电流收集电路中晶体管输出电阻变化减小，由于整个输入级的恒跨导特性，所以输入级增益在整个输入共模范围内比较平稳。